ЭЛЕКТРОНИКА И МИКРОПРОЦЕССОРНАЯ ТЕХНИКА. ЭЛЕКТРОТЕХНИКА И ЭЛЕКТРОНИКА

ЭЛЕКТРОНИКА И МИКРОПРОЦЕССОРНАЯ ТЕХНИКА. ЭЛЕКТРОТЕХНИКА И ЭЛЕКТРОНИКА

Методические указания к практическим занятиям для студентов неэлектротехнических специальностей

Часть 2

ЭлекТРОНИКА

Могилев 2012

УДК 621.313

ББК 32.85

Э 45

Рекомендовано к опубликованию

учебно-методическим управлением

ГУ ВПО «Белорусско-Российский университет»

 

Одобренокафедрой«Электротехника иэлектроника»«13» сентября2012г., протокол № 2

 

Составители: канд. техн. наук, доц. С. В. Болотов;

канд. техн. наук, доц. В.Ф. Гоголинский;

канд. физ.-мат. наук, доц. Ф.М. Трухачёв;

канд. техн. наук, доц. С.М. Фурманов

 

Рецензент канд. техн. наук, доц. Г. С. Леневский

 

Методические указания к практическим занятиям предназначены для студентов неэлектротехнических специальностей.

 

Учебное издание

 

ЭЛЕКТРОНИКА И МИКРОПРОЦЕССОРНАЯ ТЕХНИКА.ЭЛЕКТРОТЕХНИКА И ЭЛЕКТРОНИКА.

 

Часть 2

 

Ответственный за выпуск С. В. Болотов

Технический редактор А.Т.Червинская

Компьютерная верстка Н. П. Полевничая

 

Подписано в печать . Формат 60х84/16. Бумага офсетная. Гарнитура Таймс.

Печать трафаретная. Усл.-печ. л.. Уч.-изд. л.. Тираж 165 экз. Заказ № .

 

Издатель и полиграфическое исполнение

Государственное учреждение высшего профессионального образования

«Белорусско-Российский университет»

ЛИ № 02330/375 от 29.06.2004 г.

212000, г. Могилев, пр. Мира, 43

 

© ГУ ВПО «Белорусско-Российский

университет», 2012

Практическое занятие № 1. Расчет электронных устройств на основе полупроводниковых диодов

 

Задача 1. Расчёт однофазного неуправляемого выпрямителя.

Разработать схему мостового выпрямителя на полупроводниковых диодах с индуктивно-емкостнымLC-фильтром для выпрямления однофазного синусоидального напряжения. Исходные данные к задаче (напряжение сети U₁,номинальное напряжение нагрузки U_d, номинальная мощность нагрузки P_d, допустимый коэффициент пульсацийК_н) приведены в таблице 1.1. Частота питающего напряжения f= (50 Гц – группа №1; 100 Гц – группа №2; 400 Гц – группа №3; 60 Гц –группа №4). Необходимо выбрать тип вентилей, трансформатора, рассчитать параметры фильтра. Описать принцип работы схемы, осуществить моделирование её работы в среде Multisim.

 

Таблица 1.1 – Исходные данные к задаче 1

 

Номер варианта	U1, В	Ud, В	Pd, Вт	Kн, %
				0,1
				0,2
				0,3
				0,4
				0,5
				0,6
				0,4
				0,8
				0,9
				1,0
				0,8
				0,3
				0,2
				0,4
				0,5
				0,1
				0,1
				0,9
				0,2
				0,4
				0,3
				0,7
				0,1
				0,3
				0,4
				0,5

 

Окончание таблицы 1.1

 

				0,6
				0,9
				0,7
				0,5
				0,7

Пример решения задачи 1. Вариант 31

 

Схема однофазного мостового выпрямителя с LC-фильтром приведена на рисунке 1.1. Принцип ее работы описан в [4].

Рисунок 1.1 – Схема однофазного мостового выпрямителя с индуктивно-емкостным LC-фильтром

 

Ток нагрузки равен:

А.

Сопротивление нагрузки

 

Ом.

Для однофазного мостового выпрямителя среднее значение прямого тока через вентиль (выпрямительный диод) определяется как

 

А.

 

Обратное максимальное напряжение на вентилеравно:

 

В.

 

Выбираем вентили (выпрямительные диоды) 1N4934 (приложение А или электронный «Справочник по полупроводниковым приборам» - файл «INQUIRY.EXE» или) c параметрами:

– максимальный прямой ток I_прmax=1A>I_а=0,3A;

– максимально допустимое обратное напряжение U_обрmax=100В >U_{а обрmax}=78,5В;

– максимальное напряжение в открытом состоянии U_прmax=1,1В.

Для однофазного мостового выпрямителя действующее значение вторичного напряжения равно:

 

В.

 

Расчётная мощность трансформатора определяется как

 

В∙А.

 

Выбираем трансформатор (электронный справочник – файл «Силовые трансформаторы.pdf») ТПП 271-127/220-50:

 

В∙А > В∙А.

 

При последовательном соединении вторичных обмоток А, Б, В, Г получаем U₂=9,95+10+20+20=59,95 В.

Тогда коэффициент трансформации

 

 

Коэффициент пульсации на выходе однофазного мостового выпрямителя К_п =0,67.

Требуемый коэффициент пульсации К_н = 0,007.

Коэффициент сглаживания фильтра равен:

 

Для LC–фильтра

 

Гн∙Ф,

 

где m– число пульс выпрямленного напряжения за период.

Зададимся мкФ. Тогда

 

Гн.

 

Параметры фильтра мкФ, Гн удовлетворяют условиям эффективной работы:

 

; .

 

; .

 

Модель однофазного неуправляемого мостового выпрямителя с фильтром приведена на рисунке 1.2 (файл «Мостовой выпрямитель.ms11»).

Рисунок 1.2 – Модель мостового выпрямителя с индуктивно-емкостным фильтром

 

Результаты моделирования:U₂= 59,921 В, I_d= 0,606 А, U_d = 52,04 В (задано U_d = 50 В), что соответствует заданию.Осциллограммы напряжений в контрольных точках приведены на рисунке 1.3.

Коэффициент пульсаций в нагрузке

 

,

 

что удовлетворяет заданиюК_н=0,7% ≥ 0,0069∙100 %.

 

Рисунок 1.3 –Осциллограммы напряжения вторичной обмотки трансформатора U₂, выпрямленного напряжения U_ди значение первой гармоники U_1m выпрямленного напряжения

Амплитуда первой гармоники выпрямленного напряжения U_1mнаходится с помощью анализатора спектра XSA1 на удвоенной частоте питающего напряжения f₁=2∙f=2∙50=100 Гц (рисунок 1.3).

Пример решениязадачи 2. Вариант 31

 

Схема параметрического стабилизатора напряжения приведена на рисунке 1.4. Принцип ее работы описан в [2].

 

Рисунок 1.4 – Схема параметрического стабилизатора напряжения

 

Выбираем стабилитрон 1N4736Апо заданному напряжению на нагрузке U_Н (приложение Б или электронный «Справочник по полупроводниковым приборам» – файл «INQUIRY.EXE») cпараметрами:

– напряжение стабилизации U_ст=6,8 В;

– минимальный ток стабилизации I_стmin=21 мА (в справочнике I_ст);

– максимальный ток стабилизации I_стmax= 660 мА.

 

Найдём среднее значение напряжения источника U_ср и тока стабилитрона I_срст:

 

В,

 

мА.

 

Составим уравнение по второму закону Кирхгофа:

 

 

Из чего определим балластное сопротивление R_б:

 

Ом,

 

гдеI_Н– номинальный ток нагрузки,

 

А = 620 мА.

 

Принимаем из стандартного ряда Е24 (приложение В)R_б = 6,2 Ом. Рассмотрим, будет ли обеспечена стабилизация во всём диапазоне изменения входного напряжения:

 

В.

 

В.

 

Таким образом, стабилизация обеспечивается во всём диапазоне изменения входного напряжения (12…14 В).

Модель параметрического стабилизатора напряжения в среде Multisim приведена на рисунке 1.5(файл «Параметрический стабилизатор.ms11»). Входное напряжение задаётся с помощью источника постоянного напряжения U₁или с помощью источника переменного напряжения U₂= (14–12)/2=1 В(P_k) с постоянным смещениемU_ср= +13 В (напряжение смещения).

Необходимо привести результаты моделирования при минимальном входном напряжении U_min, максимальном входном напряжении U_max (задаются источником U₁и диаграммы входного и выходного напряжений (рисунок 1.6).

 

Рисунок 1.5 – Модель параметрического стабилизатора напряжения

Рисунок 1.6 – Диаграммы входного U и выходного U_ст напряжений

 

Стабилизация обеспечивается во всём диапазоне входных напряжений:

 

U_стmin= 6,845 В при U_min=12 В;U_стmax= 6,870 В при U_max=14 В.

 

Коэффициент стабилизации

 

,

 

где ΔU_вх=U_max–U_min=14 – 12 = 2В;

 

ΔU_ст=U_стmax–U_стmin=6,870 – 6,845 = 0,025 В.

Пример решения задачи 1. Вариант 31

 

Схема электронного ключа приведена на рисунке 2.1. Принцип ее работы описан в [3].

а) б)

 

Рисунок 2.1 – Схема электронного ключа (а) и выходные характеристики биполярного транзистора (б)

 

Максимальный ток нагрузки в режиме короткого замыкания транзистора VT1 составляет:

 

А.

 

Максимальное напряжение между коллектором и эмиттером не превысит напряжение питания

 

В.

 

Выбираем транзистор 2N3879 (аналог КТ908А) со следующими параметрами (приложение Г):

– максимальный ток коллектора I_kmax = 7А;

– максимальное напряжение коллектора-эмиттера U_{КЭ max} = 75В;

– статический коэффициент передачи тока биполярного транзистора в схеме с общим эмиттером ;

– постоянное напряжение между выводами эмиттера и базы при заданном обратном токе коллектора, равным нулю, В;

– постоянный обратный ток коллектора I_К0 = 1,5 мА;

– сопротивление цепи базы r_б = 1,5 Ом.

На выходных характеристиках транзистора (рисунок 2.1, б) проведём нагрузочную прямую. Она пройдёт через точки U_КЭ = U_П=16 В и I_кз = 3,2 А.

Определим параметры входной цепи транзистора (сопротивление R_у), обеспечивающие его включенное состояние в режиме насыщения, по уравнению

откуда

 

где – ток базы насыщения, ;

q_нас–коэффициент насыщения, определяющий превышение базового тока насыщения транзистора над его граничным значением I_Бгр. Принимается q_нас = 1,5…2,0;

I_{К нас} – ток коллектора насыщения (рисунок 2.1, б)

I_{К нас}=3А, тогда А.

В результате:

Ом.

 

ВыбираемR_у = 13 Ом из стандартного ряда Е24 (приложение В).

Определяем параметры входной цепи, обеспечивающие режим запирания транзистора (режим отсечки).

Для обеспечения режима глубокой отсечки сопротивление R_у должно удовлетворять неравенству

 

Ом.

Окончательно выбираемR_у = 13 Ом.

Модель электронного ключа в среде Multisim (файл «Ключ на биполярном транзисторе.ms11») приведена на рисунках 2.2 (режим насыщения - нагрузка включена) и 2.3 (режим отсечки – нагрузка отключена). Питание осуществляется от источника U_у1.

Рисунок 2.2 – Модель электронного ключа на биполярном транзисторе в режиме насыщения

Рисунок 2.3 – Модель электронного ключа на биполярном транзисторе в режиме отсечки

 

Результаты моделирования:

I_{Б нас}=0,29А; I_{К нас}=3,063А; U_вых=15,315В (режим насыщения);

I_Ботс=4,829мкА; I_Котс=0,021мА; U_вых=0,104мВ (режим отсечки),

хорошо согласуются с расчётными значениями.

Подав на вход схемы прямоугольные импульсы от источника U_У, получаем временные диаграммы работы электронного ключа (рисунок 2.4). В результате определяем: время фронта t_ф=1 мкc, время среза t_c=1,5 мкc.

 

 

Рисунок 2.4 – Временные диаграммы работы электронного ключа

 

Пример решения задачи 2. Вариант 31

Транзистор 2N3972 имеет канал n-типа и работает при U_С>0 и U_ЗИ ≤ 0. Такой режим может быть обеспечен одним источником питания с применением так называемого «автоматического смещения». Схема имеет вид, показанный на рисунке 2.5. Принцип ее работы описан в [3].

Рисунок 2.5 – Схема включения полевого транзистора с ОИ

 

Параметры транзистора2N3972(приложение Д):

–напряжение отсечки U_отс = 0,5 В;

–максимальный ток стока I_{С max} = 30мА.

Аналитическая зависимость имеет вид:

Откуда

 

 

Пусть ток стока в рабочей точке вдвое меньше максимального тока I_Сmax, т.е. I_С = 30/2 = 15 мА. Тогда

 

 

Найдем сопротивление автоматического смещения. Так как I_З <<I_С, напряжение затвор-исток равно падению напряжения на R_И, поэтому

 

 

Ближайший номинал из стандартного ряда Е24 (приложение В) равен 10 Ом.

Сопротивление резистора R_З выбираем из условия

 

, приняв А.

Отсюда получаем

 

 

Выбираем из ряда номиналов резистор с сопротивлением 100 кОм.

Сопротивление резистора R_С находим из уравнения токов и напряжений в схеме:

 

 

Считаем, что усилитель работает в режиме класса А, и принимаем

 

 

Решаем уравнение относительно R_С:

 

кОм.

 

Выбираем ближайший из ряда Е24 номинал R_C = 680 кОм.

Модель схемы включения полевого транзистора в среде Multisim (файл «Задание рабочей точки полевого транзистора.ms11») приведена на рисунке 2.6. Результаты моделирования: I_з=0,015мкА;U_зи= –0,147В, I_c=15мА (задано I_c=15мА), U_си=9,753В, хорошо согласуются с расчётами.

 

Рисунок 2.6 – Модель схемы включения полевого транзистора для обеспечения заданного выходного напряжения

Пример решения задачи 1. Вариант 31

 

Параметры операционного усилителя КР140УД11 (аналог LM318N8) (приложение Е):

– номинальное напряжение питания U_{пит ном}=±15 В;

– коэффициент усиления K_{u ОУ}=30000;

– максимально допустимое выходное напряжение U_выхmax=12 В;

– разность входных токов ΔI_вх=0,2 мкА;

– входное сопротивление R_вх=0,4 МОм;

– минимальное сопротивление нагрузки R_{Н min}=2 кОм.

 

Разработанная схема инвертирующего усилителя низкой частоты приведена на рисунке 3.1 (цепи балансировки нуля – NC и частотной коррекции – FC не используются). Принцип ее работы описан в [2].

 

 

Рисунок 3.1 – Схема инвертирующего усилителя на ОУ КР140УД11

 

Для инвертирующего усилителя на ОУ входное сопротивление R_вх= R₁. Чтобы не загружать источники сигнала, величину R₁ желательно иметь большой. Но падение напряжения на R₁ от разностного тока ΔI_вх воспринимается усилителем как сигнал. Чтобы отстроить эту помеху от полезного сигнала, надо иметь ΔI_вх·R₁ значительно меньше, чем U_вхmin.

 

кОм >>R₁.

 

Принимаем из стандартного ряда Е24 (приложение В)R₁ = 5,1 кОм, тогда

ΔI_вх·R₁ = 0,2·5,1= 1 мВ <<U_вхmin= 10 мВ.

 

Сопротивление обратной связи

 

R₂ =K_u·R₁= 20·5,1 = 102 кОм.

 

Принимаем R₂ =100 кОм.

Для уравнивания входных токов ОУ по обоим входам в цепь неинвертирующего входа включают резистор R₃:

 

кОм.

 

Принимаем R₃ =4,7 кОм.

Амплитуда выходного сигнала не может быть больше максимального выходного напряжения (для данного типа ОУ – 12 В). Поэтому действующее значение максимального входного синусоидального сигнала составит:

 

В.

 

Модель инвертирующего усилителя на ОУ в среде Multisim (файл «Усилитель на ОУ.ms11») приведена на рисунке 3.2. Результаты моделирования при напряжении, не превышающем U_вхmax: U_вх=0,2 В;U_вых=3,92 В.

Коэффициент усиления

 

≈20, что соответствует заданию.

 

Временные диаграммы работы усилителя при различных уровнях входного сигнала представлены на рисунке 3.3. Выходное напряжение U_вых смещено относительно входного U_вх на 180° (инвертирующий усилитель). При входном напряжении U_вх=1В, превышающем U_вхmax, наблюдается ограничение выходного напряжения на уровне U_выхmax=12В (рисунок 3.3, б).

Рисунок 3.2 – Модель инвертирующего усилителя на ОУ

а)

б)

 

Рисунок 3.3 – Временные диаграммы работы инвертирующего усилителя на ОУ при входном напряжении U_вхmax=0,2 В (а) и U_вхmax=1 В (б)

Пример решения задачи 2. Вариант 31

 

Схема параллельного сумматора для реализации заданной функции приведена на рисунке 3.4. Принцип ее работы описан в [2]. Количество неинвертирующих входов соответствует числу положительных, а число инвертирующих – числу отрицательных членов функции.

 

Рисунок 3.4 – Схема параллельного сумматора на ОУ КР140УД11

 

Выходное напряжение параллельного сумматора

 

U_вых= K_iн·U_iн – K_iи·U_iи,

 

где K_iн,U_iн, K_iи,U_iи – коэффициенты усиления (весовые коэффициенты) и входные напряжения по каждому из неинвертирующих и инвертирующих входов;

 

,

 

где R_oc– сопротивление обратной связи (резистор R₅);

R_i – сопротивление в цепи данного входа. По заданному значению R₅ и весовым коэффициентам входов (K₁ = 6, K₂ = 1, K₃ = 2, K₄ = 3) определяем:

 

кОм;

кОм;

кОм;

кОм.

 

Принимаем сопротивления из стандартного ряда (приложение В):R₁=8,2 кОм; R₂ =51 кОм; R₃ =24 кОм; R₄ =16 кОм.

Для нормальной работы сумматора надо уравнять сопротивления по обоим входам. В противном случае входные токи ОУ вызовут на них неодинаковое падение напряжений и на входе ОУ появится разностный сигнал, который будет им усилен. На выходе будет U_вых при отсутствии U_вх. Входное сопротивление по инвертирующему входу

 

мОм^-1

(R_И=8 кОм);

 

по неинвертирующему входу

 

кОм

Для уравнивания входных сопротивлений параллельно инвертирующему входу надо включить резистор R₆ так, чтобы

 

;

кОм.

 

Выходное напряжение при выполнении данной операции U_вых=
= 6U + U – 2U – 3U = 2U. При максимальном выходном напряжении ОУ U_выхmax=12 В единичное входное напряжение (равное по всем входам)

 

В.

 

При единичном входном напряжении 100 мВ U₁ = U₂ = U₃ =
= U₄ = 100 мВ. Для выходного напряжения за счет первого входа U_вых1 = K₁U₁ = 6·100 = 600 мВ. Длядругих входов U_вых2 = K₂U₂ = 1·100 =100 мВ, U_вых3 = =–K₃U₃ = –2·100 = –200 мВ, U_вых4 = –K₄U₄ = –3 × 100 = –300 мВ. Выходное напряжение сумматора

 

600+100-200-300=200 мВ.

 

Модель параллельного сумматора на ОУ в среде Multisim (файл «Сумматор на ОУ.ms11») приведена на рисунке 3.5. Результаты моделирования при входных напряжениях:U₁ = U₂ = U₃ =
= U₄ = 100 мВ;U_вых=191мВ≈ 200мВ, что соответствует расчёту.

 

Рисунок 3.5 – Модель параллельного сумматора на ОУ

 

 

Пример решения задачи 1. Вариант 31

 

Схема генератора гармонического сигнала на операционном усилителе с мостом Вина в цепи обратной связи приведена на рисунке 4.1. Принцип ее работы описан в [2].

Рисунок 4.1 – Генератор гармонических колебаний на операционном усилителе с мостом Вина и цепи обратной связи

 

Частоту генерации определяют по формуле

 

 

ПриС = С₁ = С₂, R = R₃ = R₄ частота выходного напряжения

 

 

На неинве ртирующий вход ОУ поступает сигнал положительной обратной связи, а несколько меньший по амплитуде сигнал отрицательной обратной связи – на инвертирующий вход ОУ, состоящей из резисторов R₁ и R₂.

Для обеспечения нормальной работы автогенератора коэффициент усиления по напряжению усилителя должен иметь значение

 

K_u= (1+R₂/R₁)=1/b³ 3.

 

В реальном RC-ге­не­раторе обычно частота плавно перестраивается в пределах заданного диапазона, для чего используются сдвоенные переменные резисторы R₃ и R₄ или сдвоенный блок конденсаторов С₁ и С₂ с изменяемыми ёмкостями.

Принимаем R₂ = R₃ = R₄=R =10 кОм.

ТогдаR₁ =R₂/ (3-1) =10∙10³ /2 = 5 кОм.

С₁ = С₂=С=1 /(2∙π∙f_г∙R)=1 /2∙3,14∙1000∙10∙10³ = 15,9 нФ.

Принимаем из стандартного ряда (приложение В) С=16 нФ.

Модель генератора гармонических колебаний на ОУ КР140УД11 (LM318N8) в среде Multisim (файл «Генератор гармонических колебаний.ms11») приведена на рисунке 4.2. Для возбуждения колебаний в модели предусмотрен источник постоянного напряжения U₁, подключаемый на короткое время ключом SB1. Незатухающие колебания возможны при K_u³ 3, следовательно, сопротивление R₁³5 кОм. Примем R₁ = 4,9 кОм.

Для обеспечения требуемого напряжения на выходе можно установить делитель напряжения:

Задаваясь сопротивлением R_d2=2 кОм и зная напряжение на выходе генератора без делителя U_г=9,56 В (рисунок 4.2), находим

 

 

Рисунок 4.2 – Модельгенератора гармонических колебаний на ОУ с осциллограммой выходного напряжения

 

Результаты моделирования: U₁=0,966 В, f=0,993 кГц, что соответствует заданию.

Пример решения задачи 2. Вариант 31

 

Схема симметричного мультивибратора на ОУ приведена на рисунке 4.3.Принцип ее работы описан в [2].

 

Рисунок 4.3– Симметричный мультивибратор на операционном усилителе

При выборе конкретного типа операционного усилителя для построения симметричного мультивибратора исходим из того, что он должен обеспечивать необходимую скорость нарастания выходного напряжения и амплитуду импульса U_m<U_П.

Выбираем операционный усилитель К140УД11, имеющий следующие параметры (приложение Е):

– номинальное напряжение питания U_{пит ном}=±15 В;

– коэффициент усиления K_{u ОУ}=30000;

– максимально допустимое выходное напряжение U_выхmax=12 В;

–скорость нарастания выходного напряженияV_u=50 В/мкс;

– входное сопротивление R_вх=0,4 МОм;

– минимальное сопротивление нагрузки R_{Н min}=2 кОм.

Такой усилитель обеспечивает U_m = ±10 В при снижении напряжения питания до U_П = 12В. Скорость изменения выходного напряжения, которую обеспечивает такой усилитель, выше требуемой 5 В/мкс.

Из условий: 10·R_Нmin<R₁≤ R_вх; R₂+R₃>10·R_Нmin; R₂= 10·R₃. Выбираем R₁ = 50 кОм, R₂ = 20 кОм, R₃ = 2 кОм. Ёмкость конденсатора С₁ рассчитывается из соотношения

 

нФ.

Принимаем из стандартного ряда С₁ =56 нФ.

Модель симметричного мультивибратора на ОУ КР140УД11 (LM318N8)в среде Multisim (файл «Мультивибратор.ms11») приведена на рисунке 4.4.

 

Рисунок 4.4 – Модель симметричного мультивибратора на ОУ с осциллограммой выходного напряжения

Результаты моделирования: U_m=20/2=10 В, t_И=(1/1,11∙10³)/2= =450мкс, что соответствует заданию.

 

Пример решения задачи 1. Вариант 31

 

Необходимо реализовать двоичный счётчик на микросхемах К555ИЕ7 (SN74LS193) с коэффициентом счёта К_сч=31∙3=93.

Микросхема К555ИЕ7(SN74LS193) представляет собой четырёхразрядный двоичный счётчик (рисунок 5.1).

а) б)

Рисунок 5.1 – Условное обозначение микросхемы К555ИЕ7 (а) и SN74LS193 (б)

 

Выводы 15, 1, 10, 9 предназначены для предварительной установки счётчика при нулевом уровне сигнала на входе 11. Высокий уровень напряжения на входе 11 (+5В) исключает предварительную установку. Вход 5 используется для прямого счёта, а вход 4– для обратного. Сброс счётчика осуществляется при подачи высокого уровня напряжения на вход 14. Для увеличения разрядности счётчика используется выход 12 (≥15).

Одна микросхема может иметь максимальный коэффициент счёта, равный 16. Две последовательно соединённые микросхемы дадут коэффициент счёта, равный 256. Так как заданный коэффициент счёта К_сч=31∙3=93, то для построения счетчика-делителя с заданным коэффициентом счёта достаточно двух микросхем. Определим двоичный код заданного коэффициента счёта:

 

=128∙0+64∙1+32∙0+16∙1+8∙1+4∙1+2∙0+1∙1.

 

При поступлении 93-го импульса на вход микросхемы DD1 на выходах Q_i микросхем DD1 и DD2 установятся следующие логические сигналы:

 

DD2: Q₃Q₂Q_lQ_O; DD1: Q₃ Q₂Q_lQ_O .

0101 1101

 

Так как сброс счётчиков в исходное (нулевое) состояние осуществляется сигналом высокого уровня, подаваемым на входы 14, то, объединив с помощью логического элемента 8И-НЕ (DD3) выходы Q_iсчетчиков, на которых появятся логические единицы при поступлении на вход 93-го импульса, подадим результирующий сигнал с выхода DD3, предварительно проинвертировав его с помощью логического элемента 3И-НЕ DD4 на входы 14 микросхем DD1 и DD2.

В качестве DD3 можно использовать микросхему К555ЛА2 (74LS30D), в которой содержится один логический элемент 8И-НЕ;в качестве DD4 – микросхему К555ЛА4 (74LS10D), в которой содержится два логических элемента ЗИ-НЕ.

Модель разработанной схемы счётчика в среде Multisim (файл «Двоичный счётчик.ms11») приведена на рисунке 5.2. Данная схема осуществляет подсчёт 93-х импульсов и отображение их двоичного кода. С приходом 93-го импульса выходы счётчиков обнуляются и счёт возобновляется.

Рисунок 5.2–Модель двоичного счётчика с коэфициентом счёта К_сч=93

Пример решения задачи 2. Вариант 31

 

Необходимо реализовать двоично-десятичный счётчик на микросхемах К555ИЕ6 (SN74LS1932 с коэффициентом счёта К_сч=31∙3=93.

Микросхема К555ИЕ6 (SN74LS192) по назначению выводов аналогична микросхеме К555ИЕ7 (SN74LS193) (рисунок 5.1). Однако подсчёт числа импульсов осуществляет в двоично-десятичном коде.

Одна микросхема может иметь максимальный коэффициент счёта, равный 10. Две последовательно соединённые микросхемы дадут коэффициент счёта, равный 100. Так как заданный коэффициент счёта К_сч=31∙3=93, то для построения счетчика-делителя с заданным коэффициентом счёта достаточно двух микросхем. Определим двоично-десятичный код заданного коэффициента счёта. При этом каждый из разрядов десятичного числа представляется двоичным кодом из четырёх разрядов:

 

=8∙1+4∙0+2∙0+1∙1;

 

=8∙0+4∙0+2∙1+1∙1.

 

При поступлении 93-го импульса на вход микросхемы DD1 на выходах Q_i микросхем DD1 и DD2 установятся следующие логические сигналы:

 

DD2: Q₃Q₂Q_lQ_O; DD1: Q₃ Q₂Q_lQ_O.

1001 0011

 

Так как сброс счётчиков в исходное (нулевое) состояние осуществляется сигналом высокого уровня, подаваемым на входы 14, то, объединив с помощью логического элемента 8И-НЕ (DD3) выходы Qi счетчиков, на которых появятся логические единицы при поступлении на вход 93-го импульса, подадим результирующий сигнал с выхода DD3, предварительно проинвертировав его с помощью логического элемента 3И-НЕ DD4 на входы 14 микросхем DD1 и DD2.

В качестве DD3 можно использовать микросхему К555ЛА2 (74LS30D), в которой содержится один логический элемент 8И-НЕ;в качестве DD4 –микросхему К555ЛА4 (74LS10D), в которой содержится два логических элемента ЗИ-НЕ.

Модель разработанной схемы счётчика в среде Multisim (файл «Двоично-десятичный счётчик.ms11») приведена на рисунке 5.3. Данная схема осуществляет подсчёт 93-х импульсов и отображение их двоично-десятичного кода. С приходом 93-го импульса выходы счётчиков обнуляются и счёт возобновляется.

Для отображения двоично-десятичного кода воспользуемся семисегментными индикаторами DCD_HEX.

Рисунок 5.3 – Модель двоично-десятичного счётчика с коэффициентом счёта К_сч=93

Пример решения задачи 1. Вариант 28

 

Заданное десятичное число 28преобразуем в двоичное: 11010. Нормальное значение параметров: X₅=1, X₄=1, X₃=0, X₂=1,X₁=0.

Так как F=1 только для одного состояния параметров, то логическая функция будет содержать только один минтерм:

Используемые логические элементы выполняют следующие функции: