Многопозиционная фазовая модуляция в системах спутниковой связи с МДЧ

Из представленной таблицы видно, что в данной системе из энергетических соображений можно использовать ФМн-сигналы с М равным 2, 4 и частично 8. 4. Расчет показателя качества системы
Показателем качества данной системы является колличесво земных станций, ретранслируемых в одном стволе БРТР (N). В общем случае N=Dfствола/Dfстанции, где
--Dfствола -- полоса частот, отведенная для одного ствола. дfствола=70 МГц (см. ТЗ. )
-- Dfстанции -- ширина спектра сигнала одной ЗС, ретранслируемой в данном стволе. Dfстанции=Dfс*Nк, (Nк=50 -- число телефонных каналов на одной ЗС (см. ТЗ. ), дfс -- ширина спектра сигналов одного канала). Т. к. Dfс=R/log M (где R=64 кбит/с), то Dfстанции=Nк* *(R/log M)=64000*50/log M. (здесь, ранее и далее log имеет основание 2, исключая случаи, где оно не оговорено отдельно).
Далее приведена таблица расчета значений N в зависимости от различных М : Кратность ФМ-сигнала Dfстанции, кГц N 2 3200 21. 875 4 1600 43. 75 8 1066. 667 65. 625
В стремлении достичь максимума показателя качества N, естественно выбрать сигнал ФМн с М=8 (N=65). 5. О построении ФМ и АФМ сигналов.
В основу принципов построения ФМ сигналов заложено формальное расположение m сигнальных точек на окружности с радиусом R, зависящем от мощности (энергии посылки) сигнала, на равных расстояниях с угловым интервалом 2*p/m радиан. Примеры совокупностей сигнальных точек-векторов для случаев m=2, 4, 8, 16: а) б) в) г)
Если на посылке передается гармоническое колебание с параметрами a, w, j, тогда ____________________ T __ у __ __ R=\/E= фa^2*sin^2(w*t+j)dt =a*\/ T/ \/ 2 х 0
Данное значение R совпадает с евклидовым расстоянием между центром окружности и любой точкой на ней. Для 2-х позиционного ФМ сигнала (рис. а) расстояние между сигланьными точками 2*\/E - это максимально возможное расстояние между точками круга с радиусом \/E. Оно полностью определяет потенциальную помехоустойчивость данной 2-х позиционной системы.
Расстояние между двумя гармоническими сигналами S1 и S2 длительностью Т1 отличающимися по фазе на уголj
d=(S1, S2)= (S1(t)-S2(t))^2dt = (a*sin(w*t+j)-a*sinw*t)^2dt = ______________ ____ _______ =\/ (a^2)*T(1-cosj) =\/2*E *\/1-cosj , где E=(a^2)*T/2
Ниже приведена таблица расчетов рассояний dm между ближайшими вариантами сигнала в m-позиционных системах с ФМ и соответствующих проигрышей (по минимальному сигнальному расстоянию), текущей системы двухпозиционной (см. 7 стр 49. ): Кратность манипуляции К Число фаз m Минимальная разнсть фаз Минимальное евклидово расстояние между сигналами dm d2/dm, дБ 1 2 p 2*\/E 0 2 4 p/2 \/2*E=1. 41*\/E 3. 01 3 8 p/4 \/(2-\/2)E=0. 765\/E 8. 34 4 16 p/8 \/(2--\/2+\/2)E= =0. 39\/E 14. 2 5 32 p/16 \/(2--\/2+\/2+\/2)E= =0. 196\/E 20. 2
Равномерное размещение всех сигнальных точек на окружности, т. е. использование равномощных сигналов, отличающихся лишь фазой, является оптимальным только для 2-х, 3-х и 4-х позиционных случаев. При m>4 оптимальными будут неравномощные сигналы, которые кроме отличия по фазе имеют различие по амплитуде. Размещены они равномерно, обычно внутри окружности, радиус которой определяется максимально допустимой энергией сигнала. С точки зрения теории модуляции такие сигналы относятся к сигналам с комбинированной модуляцией, при которой одновременнo изменяется несколько параметров сигнала. В данном случае амплитуда и фаза (сигналы с амплитудно-фазовой манипуляцией АФМн). Простейший принцип построения сигналов с АФМн состоит в том, что сигнальные точки размещаются на двух концентрических окружностях. Однако, этот путь не всегда приводит к оптимальному результату. Например: 8-ми позиционный сигнал с АФМн: ___
4 сигнала размещены на окружности с радиусом R=\/E , а 4 на окружности r
МИНИМАЛЬНОЕ РАССТОЯНИЕ У ТАКОЙ СИСТЕМЫ d8=0. 86\/E, ЧТО БОЛЬШЕ, ЧЕМ d8 ФМн. Далее рассмотрим 16-позиционные АФМн-сигналы.
Расстояние между ближайшими сигнальными точками в 16-ти позиционной ФМн системе d16=0. 39\/E, что соответствует проигрышу в 14. 2 дБ по сравнению с 2-х позиционной (см. посл. табл. ). В круге данного радиуса можно построить лучшую систему сигналов с АФМн. Примером построения такой системы является система, у которой нечётные сигналы равномерно размещены на окружности большого радиуса с интерваломp/4, а чётные -- с тем же интервалом на окружности меньшего радиуса, но с общим сдвигом по фазе относительно нечётных на уголp/8:
Оптимальное соотношение между радиусами R/r=1. 587. При этом отношении минимальное расстояние между сигналами d16=0. 482\/E. Таким образом минимальное расстояние между сигналами в 16-ти позиционной АФМн сигнале больше, чем в аналогичной ФМн. Следовательно и помехоустойчивость в 16-типозиционной АФМн системе выше при таком расположении векторов, чем в аналогичной ФМн системе, при равномерном размещении сигнальных точек на окружности.
Другим ярким примером 16-ти позиционных АФМн сигналов является система, в которой сикнальные точки размещены в узлах квадратной решетки:
Минимальное расстояние между сигнальными точками (d16=0. 47\/E) хоть и меньше, чем в предыдущем примере, но такой сигнал удобен с точки зрения практической реализации.
При всех своих достоинствах АФМн сигналы имеют довольно серьёзный недостаток - это неравномощность вариантов. По этой причине возникают определённые трудности как при их передачи(особенно при наличии нелинейных преобразований, которые обычно имеют место, например на БРТР), так и при оптимальной обработке. По этим причинам в рассматриваемой здесь системе не будем переходить от 8-ми позиционных ФМн сигналов к аналогичным АФМн (хотя необходимо отметить относительно весомое превосходство последних по помехоустойчивости). Однако, в том случае, если необходимо в одном БРТР ретранслировать число станций большее, чем 65 (при Pош=const), то придётся сделать переход к сигналам с шестнадцатью позициями фазы, т. к. при возрастании m в сигналах с ФМн, при равномерном расположении сигнальных точек на окружнсти, резко ухудшается помехоустйчивость. 8-ми позиционные сигналы АФМн довольно часто нахoдят применение именно по этой причине. 6. Приемник земной станции.
В общем случае спектр сообщения на входе приемника ЗС выглядит следующим образом:
Требуется выделить сигналы от каждой станции, следовательно необходим блок полосовых фильтров: Упрощенная структурная схема приемника ЗС:
Обозначения на схеме: Ф-высокочастотный фильтр, УВЧ- усилитель высокой частоты (параметрический, ЛБВ и т. д. ), СМ - смеситель (преобразователь частоты; в зависимости от ширины спектра сигнала и несущей частоты возможно одно, два или даже три преобразования частоты; ограничимся в данном приемнике одним ПЧ, если же полученной при этом избирательности по зеркальному каналу в общем тракте окажется недостаточно, придется переходить на 2-х кратное ПЧ и т. д. ); Г гетеродин; ПФ - полосовые фильтры; т. к. от них требуется высокая крутизна АЧХ, то обычно в качестве ПФ используются фильтры Чебышева или Баттерворта высокого порядка; УПЧ - усилители промежуточной частоты: в них осуществляется основное усиление, полоса пропускания УПЧDfупч=Dfстанции+dfнест, гдеdfнест=0. 00001--0. 000001 - запас на нестабильность частоты. Пустьdfнест=0. 00001, тогда dfнест=0. 00001*fo =0. 00001*11 Ггц; ОД- общий демодулятор, РУ - решающее устройство; ВСК - временной селекторный каскад (в нем происходит разделение каналов); КД - канальные демодуляторы, выделяющие сообщение; Дек. - ЦАП. Рассмотрим работу некоторых узлов приемника более подробно. 1) Общий демодулятор.
На интервале длительностью Т из совокупности известных равномощных сигналов S1(t), S2(t), .... , Sm(t) (в данном случае m=8) переданным считается сигнал Si (t), если у у фx(t)*Si(t)dt>фx(t)*Sj(t)dt х х j=1, 2, ....m. i не равно j где х(t) - принятый сигнал (1)
Так как принимаемый сигнал - ФМ, то входящие в (1) опорные сигналы Sj представляют собой гармонические колебания с соответствующими начальными фазами Sj= sin (wt + jj); j=1, 2, ...., m. Общая схема когерентного демодулятора с ФМ m=8 [7, стр. 95]
Схема содержит m=8 корреляторов и решающее устройство сравнения и выбора максимального из выходов корреляторов. Вопросы реального формирования опорных колебаний описаны в (7)Число опорных колебанийи соответственно корреляторов в демодуляторе сигналов с ФМ меньше, чем число вариантов фазы. Число опор многопозиционных ФМ сигналов может быть сведено к двум, если применить соответствующий вычислитель.
Пусть имеются свертки принятого сигнала x(t) и квадратурных опорных колебаний с произвольной начальной фазойjо, т. е. у Xo=фx(t)*sin(wt+jo) х (2) у Xo=фx(t)*cos(wt+jо) х
Тогда любой из интервалов: входящих в алгоритм (1), можно представить через (2) по формуле: Vi=Xo*cos(jj-jo) +Yo*sin(jj-jo) (3),
следовательно общая схема когерентного демодулятора сигналов с многопозиционной ФМн может быть представлена в следующем виде:
В этой схеме автономный генератор и фазовращатель на p/2 вырабатывают квадратурные опорные колебания с произвольной начальной фазой jо; в 2-х корреляторах вычисляются проекции принятого сигнала на эти опорные колебания, в вычислителе по формуле (3) вычисляются значения Vj, а затем определяется максимальное из них. Для работы схемы необходимы точные значения разностейjj-jo между фазами вариантов принимаеиого сигнала и фазой опорного колебания в корреляторах. Эти разности фаз после их нахождения вводятся в вычислитель. Подробные сведения о работе демодуляторов сигналов с много позиционной ФМ можно найти в [7]. 2) Система синхронизации В системе синхронизации есть подсистемы: а) подсистема тактовой синхронизации; б) подсистема, обслуживающая декодер (ЦАП); в) подсистема, управляющая разделением каналов.
7. Учет недостатков МДЧР при равномерной расстановке частот сигналов.
При МДЧР вследствие одновременного воздействия многих сигналов на нелинейный выходной усилитель мощности ствола ретранслятора, возникает ряд нежелательных эффектов: снижается общая полезная мощность на выходе УМ; появляются интермодуляционные искажения из-за нелинейности амплитудной характеристики УМ, происходит взаимное подавление сигналов. Эти недостатки приводят к снижению пропускной способности систем, под которой понимаем число станций (сигналов), обслуживаемых одним стволом БРТР.
Сигнал, занимающий среднее положение в полосе частот ствола, при равномерном распределении мощностей сигналов находится в наихудшем положении, так как на него приходится наибольший уровень интермодуляционных искажений Если необходимо выровнять помехоустойчивость приемников различных станций, то распределение мощностей сигналов должно быть принято неравномерным. 8. Заключение
В курсовом проекте дано краткое описание спутниковой системы связи с МДЧР с равномерной расстановкой частот сигналов; достаточно подробно выполнен раздел, посвященный выбору сигнала и перспективам применения в данной системе сигналов с АФМ; менее подробно рассмотрены вопросы приема выбранного сигнала . Более полные сведения о тех или иных разделах данной работы можно получить из соответствующих первоисточников, которые указаны по тексту. ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ НА ККК. 1. Тип системы : ССС с МДЧР
2. Число телефонных каналов на данной земной станции (ЗС) - 50. 3. Средняя частота работы ретранслятора (РТР) fo =11 ГГц 4. Вероятность ошибки на 1 символ: Рош=10^(-5) 5. Коэффициент усиления антенны бортового РТР Ga прд =30 дБ 6. Диаметр антенны приемника ЗС Da прм=7 м 7. Ширина полосы частот, отводимая стволу Df ств=70 Мгц 8. Мощность бортового ПРД Р прд=10 Вт ЛИТЕРАТУРА
1. "Проектирование систем передачи цифровой информации. " под ред. Пенена П. И. 2. "Проектирование многоканальных систем передачи информации" Когновицкий Л. В. 3. "Основы технического проектирования систем связи через ИСЗ". Фортушенко А. Д. и др.
4. " Справочник Спутниковая связь и вещание. " под ред. Кантора Л. Я. , 1988г. 5. "Системы передачи цифровой информации". Пенин П. И. 6. "Антенны и устрйства СВЧ". Сазонов Д. М.
7. "Цифровая переадача информации фазомодулированными сигналами". Окунев Ю. Б. 8. "Помехоустойчивость и эффективность СПИ" под ред, Зюко А. Г. 9. "Оптимизация по пропускной способности сисем связи с частотным разделением". Когновицкий Л. В. Касымов Ш. И. Мельников Б. С. 1. Описание системы Произведем краткое описание системы.
Чтобы обеспечить связь между различным количеством объектов, находящихся на большом расстоянии друг от друга часто наибо лее целесообразно использовать системы спутниковой связи(CCC). Принцип связи с помощью искусственных спутников Земли(ИСЗ) заключается в передаче сигналов с одной или нескольких зем
ных станций (ЗС) на ИСЗ с их последующей ретрансляцией всем ЗС системы. Устройством, осуществляющем прием сигналов от передающей(-их) ЗС, их усиление и передачу в направлении
приемной(-ых) ЗС, является бортовой ретранслятор (БРТР) рас положенный на ИСЗ. Понятие МНОГОСТАНЦИОННОГО ДОТУПА. Ширина полосы частот БРТР ИСЗ составляет окло 400-500 МГц. Эта полоса делится на 10-12 частотных диапазонов, которые называются СТВОЛАМИ. В каждом изтаких стволов можно обеспе чить ретрансляцию десятков и даже сотен сигналов различных ЗС. Но такая "одновременная" ретрансляция в одном стволе требует, чтобы сигналам каждой ЗС был присвоен определенный признак, по которому они будут различаться. Существует нес колько таких признаков каждый из которых определяет соотве
тствующий способ многостанционного доступа (МД). Применяю в основном три вида МД: - МД С ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ (МДЧР) - МД С ВРЕМЕННЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ (МДВР) - МД С КОДОВЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ (МДКР) В соответствии с ТЗ в данной работе рассматривается ССС, ис
пользующая МДЧР с равномерной расстановкой частот сигналов. МДЧР предусматривает присвоение сигналам каждой ЗС своей несущей частоты. Несущие частоты разносятся так, чтобы спек тры соответствующих колебаний не перекрывались: f1 f2 f3 fN fс - ширина полосы частот сигнала одной ЗС. fзащ - защитный промежуток между сигналами соседних ЗС. fств - ширина полосы частот, отведенная данному стволу.
Все космические каналы связи в первом приближении можно рассматривать как каналы гауссовского типа . Это допустимо, поскольку в космических каналах связи можно не считаться с эффектом многолучёвости, а возможные флюктуации сигнала из-за случайных изменений положений антенн ИСЗ на траектории сравнительно невелики и их можно учесть, выбрав соответствующий коэффициент запаса ( см. 3 стр 342 ).
Таким образом имеем линию связи "ИСЗ-Земля" со свободным распространением сигналов и гауссовский канал связи. 2. Выбор показателей качества системы.
Важной задачей является выбор критериев и показателей качества (ПК) системы. ПК -- это параметры , которые являются определяющими в оценке качества работы системы. ПК может быть только такой внешний варьируемый параметр, который связан с качеством системы строго монотонной зависимостью. Т. о. мы можем принять за ПК колличество земных станций (N) ситемы, ретранслируеммых в одном стволе БРТР. 3. Понятие уравнения связи.
Опираясь на исходные данные , можно выразить отношение сигнала к шуму Qс на входе приёмника как функцию параметров системы. Т. о. величина Qс имеет отношение к сигналу, пришедшему на вход приёмника.
Задавшись видом сигнала (пусть это будет ФМн сигнал) , можно определить НЕОБХОДИМОЕ отношение сигнал/шум Qтр на входе приёмника , при котором обеспечивается требуемая скорость передачи информации. Величина Qтр имеет непосредственное отношение к ПРМ.
В реальных условиях необходимо принимаить во внимание влияние межсимвольных искажений, неидеальность синхронизации, нестабильность порогов в решающих устройствах и т. п. По этим причинам величину Qтр необходимо увеличивать и тогда можно функционально связать все параметры системы с помощью условия, называемого УРАВНЕНИЕМ СВЯЗИ: Qс>=Kc*Qтр, где Кс - коэффициент запаса, учитывающий влияние всех этих неблагоприятных факторов. Обычно Кс принимается равным 2--4. (см 1). Выолнение этого уравнения будет означать , что энергетика линии позволяет обеспечить заданные требования. Определение конкретных значений Qс и Qтр проводится на стадии энергетического расчета линии связи. (см. 1 ) 4. Энергетический расчет.
В идеальном свободном пространстве отношение средней мощности сигнала на входе ПРМ к средней мощности шума, учитываемой в полосе, занимаемой спектром сигнала, равно: Pпд *КПА1 *КПА2 *G1*Sэ
Qc ид. =(Pc/Pш)ид. = ------------------------------------ 4*п*r^2*Nо сум*дf'э здесь: -- Pпд =10 Вт (см. ТЗ)- мощность БРТР -- G1=Ga/КПД=1000/0. 75=1333 -КНД антенны БРТР
(Коэффициент направленного действия определяется отношением коэффициента усиления антенны Ga=30Дб (см. ТЗ) к коэффициенту её полезного действия, который обычно составляет 0. 6--0. 8. При расчёте положено КПД=0. 75(30Дб=1000 ) -- КПА1, КПА2 -- коэффициенты, характеризующие потери в антенных трактах систем, которые зависят от протяжённости антенно-фидерных трактах, которые соединяют антенну с ПРМ в приёмнике и антенну с ПРД в передатчике, наличия разделительных фитльтров в трактах и т. п. Значения КПА1 и КПА2 обычно составляют 0. 95--0. 4 (см1. стр41). Примем КПА1 и КПА2 равными среднему из этого интервала значению: 0. 65
-- Sэ=(КИП*п*D^2)/4 -- эффективная площадь раскрыва антенны ПРМ, где КИП - коэффициент использования антенны ПРМ. Для реальных параболических антенн КИП составляет 0. 5 -- 0. 75 (теореоичеки идеальное значение: 0. 83) (см. 6 стр377), п=3. 1415926, D=7м -- диаметр антенны ПРМ ЗС (ТЗ); т. о. Sэ= 23 м^2. -- r=36000000 м^2 -- протяжённость линии связи (будем считать, что ИСЗ находится на геостационарной орбите, т. к. с точки зрения экономичности устройств антенных систем -- это выгодно, правда призводить запуск на геостационарную орбиту -- дороже, нежели на эллиптическую (см. 1 стр18)). -- Nо сум =(1. 38*10^(-23))*Тш -- суммарная спектральная плотность шума на входе ПРМ , где Тш -- результирующая шумовая температура на входе ПРМ, Тш=Тк+ Тат+Тз+Тша+Тв+Тш пр /КПМВ, где КПМВ -- коэффициент передачи мощности волноводного тракта (КПМВ обычно составляет 0. 75) Тв=То*(1-КПМВ/КПМВ)=91 К --шумовая температура (ш. т. ) волноводного тракта; ----Тш пр -- ш. т. ПРМ (в таблице Тш пр обозначено как Тш ср, равная средней температуре из приведённых в таблице интервалов ш. т. для различных типов усилителей см. ниже); Тк -- ш. т. космоса, Тз= 2. 9 -- ш. т. Земли ( при условии, что мощность боковых лепестков ДН ПРМ ЗС в 100 раз меньше главного) Тат -- ш. т. атмосферы (70 -- 150 К), Тша - ш. т. антенны. Примем, что Тк+Тат+Тз+Тша =100 К, тогда при меняющемся типе усилителя будем иметь разные Тш, а следовательно и разные значения сигнал/шум. -- дfэ -- эквивалентная шумовая полоса ПРМ ЗС , которая определяется шириной спектра сигнала. Т. к. скорость передачи информации при многопозиционном сигнале ( М положений фазы, при рассмотрении ФМн сигналов) R=(log(M))/t, где t - длительность элементарной посылки, и т. к. ширина спектра сигналов одного канала дfс=1/t, то ширина спектра сигналов всей станции дfст, равная дfэ=(R/log (M))*N, где N=50 -- колличество телефонных каналов на одной ЗС, R= 64 Кбит/с - стандартная скорость передачи цифрового сообщения. Величина М в таблице (см. ниже) изменяет.
В реальных условиях фактическое отношение сигнала к шуму на входе ПРМ уменьшается по сравнению с идеальным в связи с : -- потерями мощности Lа за счёт неточного
наведения антенн ПРД и ПРМ; обычно значение Lа лежит в интервале 0. 9 -- 0. 8 (от -0. 5 до -1 дБ) . Пусть Lа= 0. 8 (см. 1 стр 41)
--потерями Lальфа за счёт поглощения и рассеивание энергии сигнала из-за неидеальности свойств среды (осадки, туман, угол места антенны, рабочая частота ... . ); Значение Lальфа принадлежит интервалу 0. 8 -- 0. 5 , что составляет около -1 -- -3 дБ . Пусть Lальфа=0. 6
-- потерями поляризации Lп, возникающими из-за несоответствия поляризаций антенн ПРД и ПРМ. Lп составляет от -0. 5 до -3 дБ, что соответствует 0. 5--0. 9. Т. о. фактическое отношение сигнала к шуму Qc факт. будет в Lа*Lалфа*Lп=0. 8*0. 6*0. 6=0. 288 раз меньше (см. табл. ).
Определим Qтр -- требуемое, для удовлетворения заданной точности приёма (Рош), отношение сигнала к шуму, которое должно быть на входе ПРМ. При этом рассматриваются М-ичные ФМн сигналы: -- для двоичных сигналов выражение для Qтр имеет вид: Qтр=2*ln(1/2*Рош)/Бс*(1-Рs) -- для М-ичных сигналов : Qтр=(ln((M-1)/M*Рош))/sin^2(п/М), (Бс=1),
где Бс=t*дfc -- база сигнала (для ФМн сигналов Бс=1), t -- длительность посылки сигнала (длительность информационного символа), дfс -- ширина спектра сигнала, Рош=0. 00001 -- заданная в ТЗ вероятность ошибки при приёме сигнала. В реальных условиях необходимо принимать во внимание влияние межсимвольных искажений, неидеальность синхронизации, нестабильность порогов в решающих устройствах и т. п. Поэтому величину Qтр необходимо увеличивать в Кс ( 2--4) раз и для успешного приема необходимо выполнение соотношения: Qc>=Kc*Qтр
Результаты расчёта по формулам для Q c ид, Qc факт, Qтр, а также проверка выполнения вышеуказанного условия приведены в следующей таблице: КУРСОВОЙ ПРОЕКТ ПО КУРСУ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ НА ТЕМУ "МНОГОСТАНЦИОННЫЙ ДОСТУП С ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ. " ФАКУЛЬТЕТ РТФ ГРУППА Р-8-91 СТУДЕНТ АСАТРЯН С. Р. РУКОВОДИТЕЛЬ КОГНОВИЦКИЙ Л. В